电源设计：反馈、滤波与稳压
本页把电源设计中经常被拆散的几件事放回同一条链路：电感/电容的能量规律、滤波与去耦的布局、LDO/DCDC 的负反馈，以及 TL431 在隔离反馈中的具体实现。Buck 和 Boost 的开关过程仍分别保留在各自专题页；本页只说明它们共同需要的电源基础。
1. 先确定电源链路
一个可检查的电源链路通常是：
输入 → 保护/限流 → DCDC 或 LDO → 反馈采样 → 负载
└→ 输入/输出电容、去耦和测试点
- LDO 通过调整管的导通程度稳压，结构简单、噪声较低，但功耗约为
(Vin - Vout) × Iout。 - DCDC 通过开关管和 PWM 占空比传递能量，效率较高，但高频回路、布局和补偿更敏感。
- 两者都依赖负反馈：
采样输出 → 与基准比较 → 产生误差信号 → 调整功率器件 → 输出回到目标值。
2. 电感与电容：先理解能量如何变化
电感
电感用磁场储能并抑制电流突变：
VL = L × di/dt
E = 1/2 × L × I²
选型时同时检查：
- 电感量
L：决定纹波电流和动态响应； - 饱和电流
Isat：必须高于实际峰值电流； - RMS 电流：决定铜损和温升；
- DCR、封装和温升曲线：决定效率与可靠性。
电感、电容和开关管构成的高频回路应尽量短、紧凑；电感附近不要布置敏感信号线。
电容
电容用电场储能并抑制电压突变：
I = C × dV/dt
dV/dt = I / C
XC = 1 / (2πfC)
频率越高或电容量越大，理想容抗越低；因此电容会给高频噪声提供低阻抗回路，也能在负载瞬时增大时先释放电荷。它不是把交流“消灭”，而是把不希望进入负载的电流旁路到 GND。
3. 滤波和去耦如何落到 PCB
并联位置与作用
DC 电源 ───────────────→ 负载
│ │
C │
│ │
GND ──────┴───────────────┘
电容应并联在电源与负载两端：
- 直流工作点基本不受影响；
- 高频噪声通过低阻抗路径回到 GND；
- 负载突然需要电流时由电容先补充，减少 VCC 下跌；
- 负载电流恢复后，电源再把电容充回去。
大小电容的分工
实际电容存在 ESR（等效串联电阻）和 ESL（等效串联电感），单个器件难以覆盖所有频率。常用组合是 10 μF / 47 μF + 100 nF：
- 大电容负责较低频纹波和较大能量变化；
- 100 nF 陶瓷电容负责高频尖峰和开关噪声；
- 芯片电源脚附近还可按数据手册增加 1 μF。
放置规则
- 芯片去耦：100 nF 贴近 VCC/GND，引线短、回路面积小，优先让电源先经过电容再进入芯片。
- 电源入口：靠近连接器、稳压器 VIN 和输入保护器件，吸收线缆与负载变化。
- DCDC 输出：贴近电感输出端和芯片 GND，输出大电流回路要短。
- 电机驱动：VM 旁放“大电容 + 100 nF”，逻辑 VCC 旁放 100 nF，PGND 回路要短。
电容离芯片太远时，走线寄生电感会使高频阻抗升高，电容来不及补电。电解、钽电容通常有极性；MLCC 通常无极性，但要注意直流偏压导致的有效容量下降和耐压余量。
常见错误
- 只放一个大电解，不放 100 nF；
- 去耦电容离芯片或 GND 过远；
- 电容与负载之间经过细长走线；
- 耐压不足、极性接反或忽略 MLCC 直流偏压降容；
- DCDC 输入/输出电容没有按控制器手册的推荐布局。
4. 反馈闭环的共同规律
稳定的负反馈都满足“反馈端接近基准”：
VOUT 偏高 → 采样值偏高 → 功率器件减小供能 → VOUT 下降
VOUT 偏低 → 采样值偏低 → 功率器件增加供能 → VOUT 上升
可调 LDO 的理想分压关系为：
VOUT = VREF × (1 + R1/R2)
PMOS 调整管中，栅极下降、VGS 变得更负时导通增强，输出上升；栅极上升时相反。DCDC 则通过调整 PWM 占空比改变每周期传递的能量。
5. TL431：可调基准与反馈器件
TL431 可以理解为带误差放大器的可调精密并联稳压器，典型基准约为 VREF ≈ 2.495 V。三个引脚是：
K：阴极（Cathode）
A：阳极（Anode）
REF：参考端
基本接法
Input ─ 限流电阻 ─●──── K
│
R1
│
REF
│
R2
│
GND
A ───────────────── GND
R1、R2 对 K-A 电压分压，REF 检测分压中点；TL431 通过改变 K-A 间吸收的阴极电流 IKA，把 REF 维持在约 2.495 V。
设定输出电压
忽略 REF 输入电流时：
VREF = VKA × R2 / (R1 + R2)
VKA ≈ VREF × (1 + R1/R2)
考虑 REF 电流后：
VKA = VREF × (1 + R1/R2) + IREF × R1
例如 R1 = R2 时，VKA ≈ 2.5 × (1 + 1) ≈ 5 V。实际设计不能只套近似公式，还要核对 IREF、IKA、功耗和电阻容差。
为什么能稳压
VKA 偏高 → 分压点 REF 偏高 → IKA 增大 → 限流电阻压降增大 → VKA 被拉低
VKA 偏低 → 分压点 REF 偏低 → IKA 减小 → 限流电阻压降减小 → VKA 回升
TL431 是并联稳压器，所以输入端必须串限流电阻，用来限制阴极电流、保留调节空间并防止器件过流。它与普通稳压二极管的区别在于：稳压值可由 R1/R2 设置、基准更精密，并且适合构成反馈环路。
隔离式开关电源中的位置
VOUT → R1/R2 分压 → TL431 REF
TL431 K → 光耦 LED
光耦晶体管 → 初级 PWM 控制器 FB
输出偏高时，TL431 吸收电流增加、光耦变亮，初级控制器减小占空比；输出偏低时相反。该结构常见于充电器、适配器、反激电源、隔离 DCDC 和精密过压检测。
工作区、补偿与功耗
- TL431 需要不低于数据手册
IKA(min)的阴极电流才能正常调节；过小会导致输出不准。 - K-A 电流不能超过最大额定值，器件功耗近似为
P ≈ VKA × IKA，还要检查封装温升。 - TL431、光耦、输出电容和 PWM 控制器共同形成高增益环路，REF/K 附近常需 RC 补偿，以限制高频增益、增加相位裕量并避免振荡。
- PCB 上 REF 走线要短，远离 SW 节点、变压器和其他强噪声源；补偿参数必须以实际环路和成熟参考电路为准。
6. 电源专题的交付检查
□ 输入保护、限流和测试点齐全
□ 电感 Isat、RMS、电容耐压和 ESR 符合负载
□ 输入/输出/去耦电容按手册放置且回路短
□ SW、高频回路和 FB 走线分区清楚
□ 反馈分压、TL431 K/A/REF 引脚没有接反
□ TL431 阴极电流处于正常工作区且功耗可接受
□ 补偿网络与负载、电容组合后没有异常振荡
□ 先做 ERC/DRC，再限流上电测量 VIN、VOUT、纹波和温升
本页解决“为什么这样选、怎样放、怎样闭环验证”；需要完整的降压或升压开关时序时，分别阅读 Buck 降压深入 和 Boost 升压深入。